摘要：定時(shí)同步是高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)年P(guān)鍵技術(shù)也是難點(diǎn)問題。在對鎖相環(huán)數(shù)字化設(shè)計(jì)、DDS原理結(jié)構(gòu)和參數(shù)設(shè)計(jì)進(jìn)行研究的基礎(chǔ)上，提出了一種基于DDS的高速定時(shí)同步方法，對該定時(shí)同步方法的原理結(jié)構(gòu)框圖進(jìn)行了詳細(xì)的論述，對具體參數(shù)進(jìn)行了設(shè)計(jì)。采用這種定時(shí)同步方法的高速解調(diào)器進(jìn)行了原理實(shí)驗(yàn)測試，取得了滿意的結(jié)果，所提出的定時(shí)同步方法對高速數(shù)據(jù)傳輸方案設(shè)計(jì)提供了參考。
關(guān)鍵詞：定時(shí)同步；鎖相環(huán)；高速傳輸；DDS
0 引言
在數(shù)字通信系統(tǒng)中，定時(shí)同步是接收機(jī)必須完成的一個(gè)重要工作，定時(shí)同步的好壞直接影響到數(shù)字接收機(jī)的性能。高速數(shù)據(jù)傳輸對定時(shí)同步提出了新要求，同步算法結(jié)構(gòu)必須簡單有效以降低器件速度限制。
定時(shí)同步通常采用3種基本方式實(shí)現(xiàn)：模擬方式、數(shù)字方式和混合方式。鑒于模擬電路所固有的穩(wěn)定性差、一致性差等問題，模擬方式目前已經(jīng)很少使用。數(shù)字方式采用一個(gè)獨(dú)立于發(fā)送端的時(shí)鐘對接收信號進(jìn)行直接采樣，然后通過插值運(yùn)算得到信號在最佳判決時(shí)刻的近似值。數(shù)字方式對采樣率要求較高，通常要求采樣率是符號速率4倍以上，對ADC有較高的要求?；旌戏绞酵ㄟ^提取接收信號中的時(shí)鐘誤差信息來調(diào)整ADC采樣時(shí)鐘，實(shí)現(xiàn)定時(shí)同步時(shí)鐘恢復(fù)?；旌戏绞骄邆鋽?shù)字方式結(jié)構(gòu)可靠、成本低、處理靈活等優(yōu)點(diǎn)，同時(shí)降低了對ADC的要求，采樣率只需要2倍符號速率，是高速定時(shí)同步的較好選擇。
所提出的高速定時(shí)同步方法采用了混合方式。ADC的采樣時(shí)鐘由DDS產(chǎn)生，DDS相當(dāng)于鎖相環(huán)中的VCO。鎖相環(huán)的鑒相器、環(huán)路濾波是全數(shù)字的，在FPGA內(nèi)實(shí)現(xiàn)。定時(shí)同步是通過鎖相環(huán)閉環(huán)調(diào)整實(shí)現(xiàn)的。
1 定時(shí)同步數(shù)字鎖相環(huán)路設(shè)計(jì)
定時(shí)同步環(huán)路采用理想二階鎖相環(huán)。鎖相環(huán)由鑒相器、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器(VCO)組成。理想二階環(huán)的鑒相器增益表示為Kd。環(huán)路濾波器傳遞函數(shù)為：
F(s)=K1+K2／s (1)
式中：K1為環(huán)路濾波器比例通路的增益系數(shù)；K2為環(huán)路濾波器積分通路的增益系數(shù)。
壓控振蕩器的傳遞函數(shù)為：
V(s)=Ko／s (2)
式中Ko為VCO的增益。
由式(1)，式(2)可得到理想二階環(huán)的傳遞函數(shù)：
根據(jù)脈沖響應(yīng)不變法，由式(3)可得到理想二階鎖相環(huán)的數(shù)字域原理框圖如圖1所示。
圖1中環(huán)路濾波器的兩個(gè)參數(shù)C1，C2計(jì)算式為：
式中：ts為采樣周期。
阻尼系數(shù)為固定值通常取ζ=0．707，無阻尼固有頻率ωn的取值根據(jù)鎖相環(huán)頻率捕獲范圍確定，可取為與要求捕獲頻率相近的值。由式(4)計(jì)算出C1和C2即完成理想二階數(shù)字鎖相環(huán)的參數(shù)設(shè)計(jì)。
2 直接數(shù)字頻率合成
直接數(shù)字頻率合成(DDS)用于實(shí)現(xiàn)鎖相環(huán)的VCO。DDS的原理如圖2所示。
DDS由相位累加器、正弦表、DAC和濾波器組成。相位累加器長度為N位，顯然2N相當(dāng)于360°(2π rad)。DDS是以系統(tǒng)時(shí)鐘頻率fs對相位進(jìn)行等間隔的采樣，每個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘周期Ts輸出頻率fo的相位增量為FW×2π／2N。完成一整周正弦輸出需要2π／(FW×2π／2N)，即2N／FW個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘周期，可以得到輸出頻率：
由式(5)可知，相位累加器的長度N越大，DDS的頻率分辨率越高。如果將相位累加器全部字長作為正弦表的地址將會占用很大的存儲空間，一般只選取最高的W位。這樣既獲得了高的頻率分辨，又節(jié)省了存儲空間。正弦表的輸出經(jīng)DAC變?yōu)槟M信號，再由濾波器濾除DAC采樣時(shí)鐘的諧波得到期望的輸出頻率fo。
目前DDS技術(shù)已經(jīng)比較成熟，已有很多DDS芯片可供選持。AD9912是AnaLog Devices的高性能DDS器件，其系統(tǒng)時(shí)鐘高達(dá)1 GHz，相位累加器高達(dá)48位。由式(5)可知其頻率分辨優(yōu)于4μHz，足夠滿足一般通信系統(tǒng)定時(shí)同步的要求。
3 基于DDS的定時(shí)同步方法
高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率為300 Mb／s，調(diào)制體制采用QPSK。QPSK兼顧了頻率效率和帶寬效率，是高速數(shù)據(jù)傳輸中應(yīng)用最廣泛的調(diào)制體制。鎖相環(huán)的鑒相器采用Gardner算法。Gardher算法提取時(shí)鐘誤差獨(dú)立于載波相位，即定時(shí)同步時(shí)不需先進(jìn)行載波同步。Gardner算法每個(gè)符號只需兩個(gè)采樣點(diǎn)，即只要求采樣速率是符號速率的兩倍。QPSK的Gardner定時(shí)誤差表達(dá)式為：
式中：y1(r)，yQ(r)表示I，Q兩路第r個(gè)符號判決時(shí)刻樣點(diǎn)值；y1(r-1／2)，yQ(r-1／2)表示介于第r個(gè)符號和第r-1個(gè)符號中間的樣點(diǎn)值。
基于DDS的高速定時(shí)同步原理框圖如圖3所示。
中頻輸入與本振在正交解調(diào)器內(nèi)混頻解出QPSK的I，Q兩條支路信號。QPSK每條支路的數(shù)據(jù)速率為其總速率的1／2，故I，Q的速率為150 Mb／s。ADC對I，Q兩路分別采樣，采樣時(shí)鐘頻率為300MHz(支路數(shù)據(jù)速率的2倍)，采樣時(shí)鐘由DDS產(chǎn)生。ADC采樣后的信號送到FPGA進(jìn)行處理，F(xiàn)PGA選為Xilinx公司Virtex-5系列中的XC5VSX95T，其內(nèi)部豐富的DSP資源適合算法實(shí)現(xiàn)。在FPGA內(nèi)，I，Q采樣信號首先進(jìn)行平方根升余弦匹配濾波，然后送到Gardner鑒相器提取相位誤差。相位誤差累加后以較低的100kHz速率送給環(huán)路濾波器進(jìn)行更新。選ζ=0．707，ωn=100Hz，由式(4)可汁算出環(huán)路濾波器的參數(shù)C1和C2。環(huán)路濾波器輸出的頻率控制字送到DDS調(diào)整其輸出采樣時(shí)鐘相位完成定時(shí)同步環(huán)路的閉環(huán)控制。
4 結(jié)論
定時(shí)同步是高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊豁?xiàng)關(guān)鍵技術(shù)。在對鎖相環(huán)和DDS原理分析的基礎(chǔ)上提出了基于DDS的高速定時(shí)同步方法，采用該方法設(shè)計(jì)了300Mb／s解調(diào)器進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測試，取得了滿意的結(jié)果?；贒DS的高速定時(shí)同步方法也適用于更高速率的數(shù)據(jù)解調(diào)，為高速數(shù)據(jù)傳輸方案設(shè)計(jì)提供了參考。
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